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MOSFET與IGBT的本質區別是什麽

日期:2020-11-29 05:09
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摘要:
   1、由於MOSFET的結構,通常它可以做到電流很大,可以到上KA,但耐壓能力沒有igbt強。
   2、IGBT可以做很大功率,電流和電壓都可以,就是一點頻率不是太高,目前IGBT硬開關速度可以到100KHZ,那已經是不錯了。不過相對於MOSFET的工作頻率還是九牛一毛,MOSFET可以工作到幾百KHZ,上MHZ,以至幾十MHZ。
   3、就其應用:根據其特點MOSFET應用於開關電源,鎮流器,高頻感應加熱;高頻逆變焊機;通信電源等等高頻電源領域;IGBT集中應用於焊機,逆變器,變頻器,電鍍電解電源,超音頻感應加熱等領域。
   開關電源(SMPS) 的性能在很大程度上依賴於功率半導體器件的選擇,即開關管和整流器。
   雖然沒有萬全的方案來解決選擇IGBT還是MOSFET的問題,但針對特定SMPS應用中的IGBT 和MOSFET進行性能比較,確定關鍵參數的範圍還是能起到一定的參考作用。

   本文將對一些參數進行探討,如硬開關和軟開關ZVS(零電壓轉換) 拓撲中的開關損耗,並對電路和器件特性相關的三個主要功率開關損耗—導通損耗、傳導損耗和關斷損耗進行描述。此外,還通過舉例說明二極管的恢複特性是決定MOSFET 或 IGBT導通開關損耗的主要因素,討論二極管恢複性能對於硬開關拓撲的影響。

導通損耗

   除了IGBT的電壓下降時間較長外,IGBT和功率MOSFET的導通特性十分類似。由基本的IGBT等效電路(見圖1)可看出,完全調節PNP BJT集電極基極區的少數載流子所需的時間導致了導通電壓拖尾出現。

   這種延遲引起了類飽和效應,使集電極/發射極電壓不能立即下降到其VCE(sat)值。這種效應也導致了在ZVS情況下,在負載電流從組合封裝的反向並聯二極管轉換到IGBT的集電極的瞬間,VCE電壓會上升。IGBT產品規格書中列出的Eon能耗是每一轉換周期Icollector與VCE乘積的時間積分,單位為焦耳,包含了與類飽和相關的其他損耗。其又分為兩個Eon能量參數,Eon1和Eon2。Eon1是沒有包括與硬開關二極管恢複損耗相關能耗的功率損耗;Eon2則包括了與二極管恢複相關的硬開關導通能耗,可通過恢複與IGBT組合封裝的二極管相同的二極管來測量,典型的Eon2測試電路如圖2所示。IGBT通過兩個脈衝進行開關轉換來測量Eon。**個脈衝將增大電感電流以達致所需的測試電流,然後**個脈衝會測量測試電流在二極管上恢複的Eon損耗。

   在硬開關導通的情況下,柵極驅動電壓和阻抗以及整流二極管的恢複特性決定了Eon開關損耗。對於像傳統CCM升壓PFC電路來說,升壓二極管恢複特性在Eon (導通) 能耗的控製中極為重要。除了選擇具有*小Trr和QRR的升壓二極管之外,確保該二極管擁有軟恢複特性也非常重要。軟化度,即tb/ta比率,對開關器件產生的電氣噪聲和電壓尖脈衝有相當的影響。某些高速二極管在時間tb內,從IRM(REC)開始的電流下降速率(di/dt)很高,故會在電路寄生電感中產生高電壓尖脈衝。這些電壓尖脈衝會引起電磁幹擾(EMI),並可能在二極管上導致過高的反向電壓。

   在硬開關電路中,如全橋和半橋拓撲中,與IGBT組合封裝的是快恢複管或MOSFET體二極管,當對應的開關管導通時二極管有電流經過,因而二極管的恢複特性決定了Eon損耗。所以,選擇具有快速體二極管恢複特性的MOSFET十分重要。不幸的是,MOSFET的寄生二極管或體二極管的恢複特性比業界目前使用的分立二極管要緩慢。因此,對於硬開關MOSFET應用而言,體二極管常常是決定SMPS工作頻率的限製因素。

   一般來說,IGBT組合封裝二極管的選擇要與其應用匹配,具有較低正向傳導損耗的較慢型超快二極管與較慢的低VCE(sat)電機驅動IGBT組合封裝在一起。相反地,軟恢複超快二極管,可與高頻SMPS2開關模式IGBT組合封裝在一起。

   除了選擇正確的二極管外,設計人員還能夠通過調節柵極驅動導通源阻抗來控製Eon損耗。降低驅動源阻抗將提高IGBT或MOSFET的導通di/dt及減小Eon損耗。Eon損耗和EMI需要折中,因為較高的di/dt會導致電壓尖脈衝、輻射和傳導EMI增加。為選擇正確的柵極驅動阻抗以滿足導通di/dt 的需求,可能需要進行電路內部測試與驗證,然後根據MOSFET轉換曲線可以確定大概的值。

   假定在導通時,FET電流上升到10A,根據圖3中25℃的那條曲線,為了達到10A的值,柵極電壓必須從5.2V轉換到6.7V,平均GFS為10A/(6.7V-5.2V)=6.7mΩ。

公式1 獲得所需導通di/dt的柵極驅動阻抗

   把平均GFS值運用到公式1中,得到柵極驅動電壓Vdrive=10V,所需的 di/dt=600A/μs,FCP11N60典型值VGS(avg)=6V,Ciss=1200pF;於是可以計算出導通柵極驅動阻抗為37Ω。由於在圖3的曲線中瞬態GFS值是一條斜線,會在Eon期間出現變化,意味著di/dt也會變化。呈指數衰減的柵極驅動電流Vdrive和下降的Ciss作為VGS的函數也進入了該公式,表現具有令人驚訝的線性電流上升的總體效應。

   同樣的,IGBT也可以進行類似的柵極驅動導通阻抗計算,VGE(avg) 和GFS可以通過IGBT的轉換特性曲線來確定,並應用VGE(avg)下的CIES值代替Ciss。計算所得的IGBT導通柵極驅動阻抗為100Ω,該值比前麵的37Ω高,表明IGBT GFS較高,而CIES較低。這裏的關鍵之處在於,為了從MOSFET轉換到IGBT,必須對柵極驅動電路進行調節。

傳導損耗需謹慎

   在比較額定值為600V的器件時,IGBT的傳導損耗一般比相同芯片大小的600 V MOSFET少。這種比較應該是在集電極和漏極電流密度可明顯感測,並在指明*差情況下的工作結溫下進行的。例如,FGP20N6S2 SMPS2 IGBT 和 FCP11N60 SuperFET均具有1℃/W的RθJC值。圖4顯示了在125℃的結溫下傳導損耗與直流電流的關係,圖中曲線表明在直流電流大於2.92A後,MOSFET的傳導損耗更大。

   在選用功率開關器件時,並沒有萬全的解決方案,電路拓撲、工作頻率、環境溫度和物理尺寸,所有這些約束都會在做出*佳選擇時起著作用。